针对这样的一种情况,在切换电路后级插入一个锁相滤波电路，用以滤除在转换时产生的窄脉冲，同样，这种电路对外界干扰产生的尖峰也有很强的抑制能力。图3给出了关键点X1及X3在切换前后的波形。从图3中能够准确的看出，由于锁相特性，切换过程中的窄脉冲被锁相环滤掉了。图3中1路为X1的波形，2路为X2的波形，3路为X3的波形。

  图4给出了逆变器的输出端电压在由它激切换到自激时的波形。图5给出了逆变器从自激转到它激时的波形图。由这两个波形能够准确的看出，切换过程是一个平滑过渡过程，和图3对比可知，系统的稳定性大幅度的提升，前级窄脉冲被锁相电路滤除了。

  工作模式得到彻底改变电子管高频感应加热设备需将工频3p380升高后经高压整流器件变换成相应的直流高压才能供给电子管工作电子管板极内阻天有大量功率损耗在板极上发热而且需要及时加水冷却同时还需把一部份功率反馈到栅极并且要较大的灯丝加热功率这样就有大量的电能损耗在转换之中

  由于感应加热电源是热处理的重要设备，其控制方案历来非常关注。由于热处理现场作业条件复杂，干扰因素较多，在设计时要最好能够降低干扰源和减弱或消除外界干扰对系统的影响，因此，根据真实的情况控制方案不停地在改进中。

  以全控型器件作为开关的逆变器的控制一般会用他激转自激的控制策略，即在开机或是负载电压低于阈值Vco时采用开环的定频控制，工作于他激状态；而当输出负载电压大于阀值Vco时进行自动切换，使逆变器工作于频率闭环,跟踪负载频率的变化。

  但是这种控制方案存在这样的问题：由于它激信号和自激信号不可能总是同步的，因此，在切换过程中多数情况下会产生窄脉冲（低电平），这个窄脉冲不可避免地造成逆变器的瞬间开路；另外，现场的实际运行环境较差，通常都是在恶劣的电磁环境中工作，这种控制方案对于外界的抗干扰性能很差，不能满足系统的抗干扰的要求。

  逆变器的控制框图如图2所示。其中Vo为逆变器的输出电压信号，经过峰值检测，与控制给定值比较产生切换装置的切换信号X1，当X1为高电平时，切换装置输出信号X2与它激信号接通，逆变器工作在它激状态，控制信号从它激信号发生器发出，电路工作频率固定，且由它激信号发生器控制；当X1为低电平时，X2与自激信号接通，逆变器工作在自激状态，电路工作频率由负载本身的固有频率决定。根据锁相环的闭环滤波功能，在锁相环反馈电路中进行延时，用来补偿系统的固有延迟，调节延迟时间td，逆变器既可以工作于感性状态，也可以工作于容性状态。

  3}p380 V升高后，经高压Байду номын сангаас流器件变换成相

  感应加热电源逆变器按其负载补偿电容所处的位置不同，可分为电流型逆变器和电压型逆变器。电流型逆变器具有电路结构相对比较简单，电源运行可靠，对负载适应能力强及过流保护容易等优点，图1即是电流型逆变电路的拓扑。对于电流型电路而言，首先要防止逆变器的瞬间开路；其次是选取适当定时或定角的超前触发方式；最后，要求逆变器具有较宽的启动频率范围。

  由于逆变器输出引线电感的存在，为减小逆变管的电流电压应力，一般要求逆变器工作于容性换流状态。这就要求在槽路电压过零之前的某个时刻（某个角度）换流。这就把控制电路分为定时和定角两种触发方式。本控制电路中采用定时触发方式。

  在传统的中频感应加热电源中，定时触发方式一般是由槽路的电压和电流合成信号来实现的。这种电路的定时是近似的。而在超音频感应加热中，由于控制电路的固有延迟的存在，使这种近似不再成立。所以，采用电压和电流合成的定时触发方式，超前时间会随着槽路谐振频率，输出电压幅值的变化而变化。

  利用在锁相环的反馈电路中插入延迟环节，一方面补偿了控制管理系统的固有延迟，另一方面能获得精确的超前触发时间。显然，控制电路中的这个延迟环节的时间常数与槽路谐振频率和电压幅值是相对独立的。

  通过实验验证和后来的现场超音频感应加热电源的实际运行效果来看，这种控制电路具有比较强的抗干扰的能力和平稳的转换能力，恒定的超前触发时间，和较大的启动范围。